IQ 불균형

IQ 불균형은 다이렉트 컨버전 리시버라고 불리는 무선 ^[a]리시버 클래스의 설계에 있어서의 퍼포먼스 제한 문제입니다.수신한 Radio Frequency(RF; 무선주파수) 신호를 반송파 $f_{c}$ f c $f_{c}$ {\ $displaystyle f_{c}}$ 에서1개의 $f_{c}$ 믹싱 ^[b]스테이지를 사용하여 직접 베이스밴드로 변환합니다.

직접 변환 수신기에는 f $f_{c}$ {\ $displaystyle f_{c}}$ 에서 $f_{c}$ 사인파와 90° 지연된 복사를 모두 생성하는 로컬 오실레이터(LO)가 포함되어 있습니다.이들 신호는 RF 신호와 개별적으로 혼합되어 I\ $displaystyle\text$ { $I}$ ${\texttt {Q}}$ Q\ $displaystyle\text {Q$ 라고 ${\texttt {I}}$ 하는 동상 및 직교 신호를 생성합니다.

그러나 아날로그 영역에서는 위상차가 정확히 90°가 되지 않습니다.또한 2개의 신호 패스를 처리하는 회로의 병렬 섹션 간에 게인이 완전히 일치하지 않습니다.

IQ 불균형은 이러한 두 가지 결함에서 비롯되며, 기존의 슈퍼헤테로다인 리시버에 비해 직접 변환 리시버의 두 가지 주요 결점 중 하나입니다(다른 하나는 DC 오프셋).이들의 설계에는 복조된 신호의 오류를 제한하기 위해 IQ 불균형을 제어하는 수단이 포함되어야 한다.

정의.

직접 변환 수신기는 2개의 직교 사인파 신호를 사용하여 이른바 직교 다운 변환을 실시한다.이 프로세스를 수행하려면 LO 신호를 90° 이동하여 직교 사인파 구성요소를 생성하고 두 버전의 LO에서 동일한 입력 신호를 변환하는 믹서 쌍이 일치해야 합니다.2개의 LO 신호 간 및/또는 다운컨버전스 믹서의 2가지 분기에 따라 또는 그 양쪽이 일치하지 않으면 진폭 또는 위상차에 의해 직교 베이스밴드 신호가 파손됩니다.수신된 패스밴드 신호가 송신된 신호와 동일하며 다음과 같이 지정된다고 가정합니다.

\displaystyle y(t)=Re\{x(t)e^{j2\pi f_{c}t}\}=x_{\texttt {I}}(t)\cos(2\pi f_{c}t)-x_{\texttt {Q}(t)\sin(2\pi f_{c}t}t}t}})}

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

서

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

x (

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

)

=

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

(

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

) +

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

(

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

){

displaystyle

x ( t)=

x_{\textt {I}}(t)+jx_{\textt {Q}}(t)}

는

x(t)=x_{\texttt {I}}(t)+jx_{\texttt {Q}}(t)

전송된 베이스 밴드 신호입니다.게인 에러가

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

log

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

[ ( 1 +

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

A

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

)

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

/ (

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

-

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

A )

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

]{

displaystyle 20

\ log [ (

1

+ \

epsilon _

{ A } ) / (

1

- \

epsilon

_

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

{ A

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

} ) dB

20\log[(1+\epsilon _{A})/(1-\epsilon _{A})]

、 위상 에러가

\varepsilon _{\theta }

（

\

display

style \

varepsilon

_ { \

ta

}

}

））라고

\varepsilon _{\theta }

합니다.그런 다음 일치하지 않는 로컬 오실레이터 출력 신호를 사용하여 이러한 불균형을 모델링할 수 있습니다.

\displaystyle 2(1+\epsilon _{A})\cos(2\pi f_{c}t-\varepsilon _{\theta }/2)\quad -2(1-\epsilon _{A}\sin(2\pi f_{c}t+\ta }/2).}

패스밴드 신호에 2개의 LO 신호를 곱하고 한 쌍의 로우패스 필터를 통과하면 다음과 같이 복조된 베이스밴드 신호를 얻을 수 있습니다.

{\tilde {x}_{\textt {I}(t)&=(1+\varepsilon _{A})[x_{\textt {I}}(t)\cos(\thepsilon _{\theta }/2)-x_{\texttextt {Q}}(t})\sinvilon _sinvilon\{\tilde {x}}_{\textt {Q}(t)&=(1-\varepsilon _{A})[x_{\textt {Q}(t)/2)\cos(\varepsilon _{\theta }/2)-x_{\texttext {I}(t)\sin(\varepsilon)_2}_{a

위의 방정식은

IQ

불균형이

{\texttt {I}}

I\displaystyle\

text {I}

와 Q\displaystyle\

text {Q}

의

{\texttt {I}}

{\texttt {Q}}

{\texttt {I}}

밴드 신호 사이에 간섭을 일으키는 것을 명확하게 나타내고 있습니다.주파수 영역의 IQ 불균형을 분석하려면 위의 방정식을 다음과 같이 다시 쓸 수 있습니다.

{\tilde {x}(t)&=textt {I}}(t)+j{\tilde {x}}_{\textt {Q}}(t)\textt {t}\displaystyle\&=[\cos(\varepsilon _{\theta }/2)+j\varepsilon _{A}\sin(\theta }/2)]x(t)+[\varepsilon _{A}\cos(\varepsilon _{\theta }/2)\sin(\varepsilon _{\varepsilon }\sin}\sin}\sin\sin{varepsilon}\sin

x^{*}

서 x

x^{*}

{\({

displaystyle

x

^{*})

는

x^{*}

x

({displaystyle

x

x

의 복합결합을 나타냅니다.OFDM 시스템에서 베이스밴드 신호는 여러 서브캐리어로 구성됩니다.

X_{k}

X

(\

를

X_{k}

반송하는 k번째 서브캐리어 베이스밴드 신호를 복합적으로 결합하는

(-k)

은

(-k)

(-

k)

\displaystyle

(-k

번째

X_{k}^{*}

에서 X

†(\

를

X_{k}^{*}

X_{k}^{*}

하는 것과 동일합니다.

{{displaystyle((X_{k,{\text {I}})+jX_{k,{\text {Q}})}^{*}=(X_{k,{\text {I}}})-JX_{k,{\text {Q}}})k^2-{f}^2-{j}S}t}}

f_{S}

서 f S

(\

는

f_S

서브캐리어 간격입니다.마찬가지로 IQ 불균형 효과 하에서 수신된 베이스 밴드 OFDM 신호는 다음과 같이 표시됩니다.

{X}_{k}=\eta_{\alpha}X_{k}+\eta_{\display}X_{-k}^*

결론적으로 IQ 불균형은

X_{k}

의 서브캐리어 데이터

k

(\

displaystyle

X_{

k

에 가해지는 복잡한 이득 외에 인접 캐리어 또는 서브캐리어로부터의 Inter Carrier Interference(ICI; 반송파간섭)도 가져옵니다.ICI 용어는 OFDM 수신기를 IQ 불균형에 매우 민감하게 만듭니다.이 문제를 해결하기 위해 설계자는 프런트엔드에 있는2개의 브런치 매칭의 엄격한 사양을 요구하거나 베이스밴드 수신기의 불균형을 보정할 수 있습니다.한편 입력이 1개뿐인 디지털 홀드 오더 I/Q 복조기를 사용할 ^[1]^[2]수 있지만 이러한 설계에는 대역폭 제한이 있습니다.

시뮬레이션

IQ 불균형은 게인과 위상 불균형을 계산하여 여러 실제 곱셈기와 가산기를 사용하여 베이스 밴드 신호에 적용함으로써 시뮬레이션할 수 있습니다.

동기화 오류

IQ 불균형이 있는 시간 도메인 베이스 밴드 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있습니다.

\displaystyle z_{i,n}=\eta_{\alpha}z(t)+\eta_{\display }z^{*}(t)_{t=i(N+N g)T_{s}+N_{g}T_{s}+nT_{s}}

(\

_

{\alpha

}) 및

\eta _{\alpha }

\eta _{\beta }

(\

displaystyle \eta

_

{\beta

})는

\eta _{\beta }

시간 불변 및 주파수 불변이라고 가정할 수 있으며, 이는 여러 서브캐리어 및 기호에서 일정함을 의미합니다.이 성질을 통해 여러 OFDMsub-carrier와 기호를 사용하여

(\

_

{\alpha

})와

\eta _{\alpha }

\eta _{\beta }

(\

displaystyle

\

eta

_

{\beta

})를

\eta _{\beta }

공동으로 추정할 수 있어 정확성을 높일 수 있다.주파수 도메인으로 변환하면 주파수 도메인이 있습니다.IQ 불균형의 영향을 받는 OFDM 신호는 다음과 같습니다.

z_{i,k}=\eta_{i,k}X_{i,k}+\eta_{\display}H_{i,-k}^{i,-k}^{*}+V_{i,k}

두 번째 용어는 미러된

X_{i,-k}

X_{i,-k}

i

X_{i,-k}

-

X_{i,-k}

k(\

displaystyle

X_

{i,-k})

에서 발생하는 간섭을 나타냅니다.

MIMO-OFDM 시스템의 IQ 불균형 추정

MIMO-OFDM 시스템에서는 RF 채널마다 독자적인 다운컨버터 회선이 있습니다.따라서 각 RF 채널의 IQ 불균형은 다른 RF 채널의 불균형과 무관합니다. $2\times 2$ × $2\times 2$ (\ $displaystyle$ 2 $\times$ 2) MIMO $2\times 2$ 시스템을 예로 들면 수신된 주파수 영역 신호는 다음과 같습니다.

{\begin{cases}Z_{i,k}^{(0)}&=\eta _{\alpha }^{(0)}(H_{i,k}^{(0,0)}X_{i,k}^{(0)}+H_{i,k}^{(0,1)}X_{i,k}^{(1)})+\eta _{\beta }^{(0)}(H_{i,-k}^{(0,0)}X_{i,-k}^{(0)}+H_{i,-k}^{(0,1)}X_{i,-k}^{(1)})^{*}+V_{i,k}^{(0)}\\Z_{i,k}^{(1)}&=\eta _{\alpha }^{(1)}(H_{i,k}^{(1,0)}X_{i,k}^{(0)}+H_{i,k}^{(1,1)}X_{i,k}^{(1)})+\eta _{\beta }^{(1)}(H_{i,-k}^{(1,0)}X_{i,-k}^{(0)}+H_{i,-k}^{(1,1)}X_{i,-k}^{(1)}+V_{i,k}^{(1)}\end{case}

여기서

\eta _{\alpha }^{(q)}

(

\eta _{\alpha }^{(q)}

) {\

displaystyle \eta

_

{\alpha

}^{(

q)}}

및

\eta _{\alpha }^{(q)}

\eta _{\beta }^{(q)}

(

)

{\

displaystyle \eta

_

{\beta }^{(q)}}

는

\eta _{\beta }^{{(q)}}

q번째 수신 RF 채널의 IQ 불균형 계수입니다.

\eta _{\alpha }^{(q)}

(

\eta _{\alpha }^{(q)}

q

\eta _{\alpha }^{(q)}

) \

displaystyle

\

eta _

{ \ alpha }^{ (

q

) ( ( ( ( 、

\eta _{\beta }^{(q)}

(

\eta _{\beta }^{(q)}

q

\eta _{\beta }^{(q)}

) \

displaystyle

\

eta

_ { \

beta

}^ （

q

） }의

\eta _{\alpha }^{(q)}

\eta _{\beta }^{(q)}

추정치는 각 RF 채널에서 동일합니다.따라서 첫 번째 RF 채널을 예로 들어 보겠습니다.첫 번째 RF 채널의 파일럿서브캐리어에서 수신된 신호는 벡터

z_{i,\alpha }^{(q)}

z_{i,\alpha }^{(q)}

α (

z_{i,\alpha }^{(q)}

){

style

z_{i,\alpha }^{(q

에 적층됩니다.

${\textstyle \mathbf {z} _{i,\alpha }^{(0)}={\begin{bmatrix}z_{i,\alpha 0}^{(0)}\\z_{i,\alpha 1}^{(0)}\\\vdots \\z_{i,\alpha J-1}^{(0)}\end{bmatrix}}=\mathbf {A} _{i,\alpha }^{(0)}{\begin{bmatrix}\eta _{\alpha }^{(0)}\\\eta _{\beta }^{(0)}\end{bmatrix}}+\mathbf {v} _{i,\alpha }^{(0)}}$ $J-1}^{(0)}\end{bmatrix}=\mathbf {A}_{i,\alpha}^{(0)}\eta_{\alpha}^{(0)}\eta_{\alpha}^{(0)}\end{bmatrix}+\mathbfv}{$ a} $_i}$ _ ${$ i}_{ $i}$

\mathbf {A} _{i,\alpha }^{(0)}={\begin{bmatrix}(H_{i,\alpha 0}^{(0,0)}X_{i,\alpha 0}^{(0)}+H_{i,\alpha 0}^{(0,1)}X_{i,\alpha 0}^{(1)})&(H_{i,\alpha _{J-1}}^{(0,0)}X_{i,\alpha _{J-1}}^{(0)}+H_{i,\alpha _{J-1}}^{(0,1)}X_{i,\alpha _{J-1}}^{(1)})^{*}\\(H_{i,\alpha 1}^{(0,0)}X_{i,\alpha 1}^{(0)}+H_{i,\alpha 1}^{(0,1)}X_{i,\alpha 1}^{(1)})&(H_{i,\alpha_{합동 참모 본부 정보 참모 본부}}^{(0,0)}X_{i,\alpha_{합동 참모 본부 정보 참모 본부}}^{(0)}+H_{i,\alpha_{합동 참모 본부 정보 참모 본부}}^{(0,1)}X_{i,\alpha_{합동 참모 본부 정보 참모 본부}}^{(1)})^{*}\\\vdots, \vdots \\(H_{i,\alpha_{합동 참모 본부 인사 참모 부장}}^{(0,0)}X_{i,\alpha_{합동 참모 본부 인사 참모 부장}}^{(0)}+H_{i,\alpha_{합동 참모 본부 인사 참모 부장}}^{(0,1)}X_{i,\alpha_{합동 참모 본부 인사 참모 부장}}^{(1)})&(H_{i,\alpha_{0}}^{(0,0)}X_{i,\alpha_{0}}^{(0)}+H_{i,\alpha_{0}}^{(0,1)}X_{i,\alpha_{0}}^{(1)})&.^{*}\\\end{b매트릭스}}

위의 공식은 SISO 케이스의 공식과 유사하며 LS법을 사용하여 해결할 수 있습니다.또한 추정에서 파일럿 서브캐리어를 적게 사용함으로써 추정 복잡성을 줄일 수 있다.

IQ 불균형 보상

IQ 불균형은 시간 영역^[3] 또는 빈도 영역에서 보정할 수 있습니다.시간 영역에서 현재 m번째 샘플 포인트의 보정 $Z_{m}$ $Z_{m}$ m $(\$ 은 $Z_m$ 다음과 같습니다.

{{displaystyle {\widehat {\widehat {z}_{\alpha }{*}z_{m}-{\widehat }z_{m}{{\widehat }{{\alpha }} ={\widehat }{\widehat }{{widehat}_{\alpha}{*}}z_{m}^{*}}

IQ 불균형을 완화하기

\scriptstyle {\frac {{\widehat {\eta }}_{\beta }}{{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}}}

\scriptstyle {\frac {{\widehat {\eta }}_{\beta }}{{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}}}

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

\scriptstyle {\frac {{\widehat {\eta }}_{\beta }}{{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}}}

^

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

α {\

\

scriptstyle

{frac

{\

widehat {\eta }_

{\

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

\scriptstyle {\frac {{\widehat {\eta }}_{\beta }}{{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}}}

}} {\widehat {\

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

}^*}}}

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

widehat {\alpha

}}

{\}} {\}} {\}} {\

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

{\} {\}} {\} {\}} {\}} {\}}}} {\}}}}}}}}}}}}}}}}} {\

{\widehat {\eta }}_{\alpha }^{*}/(|{\widehat {\eta }}_{\alpha }|^{2}-|{\widehat {\eta }}_{\beta }|^{2})

{\

widehat {\alpha }^{*}/(\widehat

{\

alpha }^{2}-

{\

widehat

{\

eta }}_{\beta }^{2

노이즈가 IQ 불균형 전에 추가되면 노이즈와 신호 모두 손실되기 때문에 SNR은 그대로 유지됩니다

.

단, IQ 불균형 후에 노이즈가 추가되면 유효 SNR은 저하됩니다.이 경우

\eta _{\alpha }

{\

displaystyle \eta

_

{\alpha

}} 및

\eta _{\alpha }

\eta _{\beta }

{\

displaystyle \eta

_

{\beta

를 각각 ^[3]계산해야 합니다.시간 영역 접근법에 비해, 미러링된 서브 캐리어(sub-carrier)가 필요하기 때문에 주파수 영역에서의 보상은 더 복잡합니다.ih 기호 및 k번째 서브 반송파의 주파수 영역 보상 신호:

{Z}_{i,k}=black {\widehat {\widehat {\alpha}^{i,k}-{\widehat {\widehat}Z_{i,k}^2-hat {\widehat {\eta

그럼에도 불구하고 실제로는 IQ 불균형 추정과 보상 사이에 더 큰 지연 시간을 도입하기 때문에 시간 영역 보상은 덜 선호된다.

IQ 불균형 추정

IQ 불균형의 영향을 받는 주파수 영역 OFDM 신호는 다음과 같이 제공됩니다.

z_{i,k}=\eta_{i,k}X_{i,k}+\eta_{\display}H_{i,-k}^{i,-k}^{*}+V_{i,k}

IQ 불균형 계수

(\

\eta _{\beta }

\

eta

_

{\alpha

})

\eta _{\beta }

(\

displaystyle

\

eta

_

{\beta

})는

\eta _{\beta }

채널 주파수 응답과 혼합되어 있어 IQ 불균형 추정과 채널 추정이 모두 어렵습니다.트레이닝 시퀀스의 전반에서는

(\displaystyle

1

1

) ~ N/2-1 범위의 서브캐리어만 파일럿 기호를 전송하고 나머지 서브캐리어들은 사용하지 않습니다.후반부에서는 파일럿 전송에 -1~-N/2의 서브캐리어를 이용한다.이러한 훈련 스킴은 IQ 불균형과 채널 주파수 응답을 쉽게 분리할 수 있습니다.파일럿 심볼의 값이 +1이라고 가정할 때, 1 ~ N/2 - 1의 서브 주파수에서 수신된

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

는

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

,

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

k +

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

, k

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

k,

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

,

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

=

1,

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

N

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

2 -

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

{

display style

Z_

{i

, k}=\

eta_

{\alpha

}_H+I,

K

}

에

Z_{i,k}=\eta _{\alpha }H_{i,k}+V_{i,k},\;\forall k=1,\cdots ,N/2-1

주어집니다

.

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

i

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

- k

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

k

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

β

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

k

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

+ V

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

i

,

-

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

,

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

k,

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

k,

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

k

Z_{i,-k}=\eta _{\beta }H_{i,k}^{*}+V_{i,-k},\;\forall k=1,\cdots ,{\frac {N}{2}}-1

{

display Z_{i,-k

} = \

eta _

{ \

cd

}

H_{i, k}

+

V_{i,

k

},

\

frots,

{\ frots = 1을 형성합니다

.

수신신호 2세트로부터 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ α $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ δ {\ $displaystyle \scriptstyle$ {\ $frac {\beta }}{\eta$ _ ${\alpha$ }^{*}}}}의 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ 비율은 $Z_{i,-k}/Z_{i,k}^{*}$ - $Z_{i,-k}/Z_{i,k}^{*}$ / $Zi$ $Z_{i,-k}/Z_{i,k}^{*}$ {\ {\ $displaystyle Z_{i, k}^{,$ k $Z_{i,-k}/Z_{i,k}^{*}$ 로 $Z_{i,-k}/Z_{i,k}^{*}$ 추정할 수 있습니다.또, 이 비율 추정의 정밀도는, 복수의 트레이닝 심볼과 복수의 서브 캐리어에 걸쳐 평균을 내는 것으로 향상할 수 있다.이 훈련 기호를 사용한 IQ 불균형 추정은 간단하지만, 이 방법은 많은 OFDM 기호를 훈련용으로 예약해야 하기 때문에 스펙트럼 효율성이 낮다.IQ 불균형 전에 열 노이즈를 더하면 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ α $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ ${\$ style {\ $frac {\beta }}$ {\ $eta$ _ ${\alpha$ }^*}}}의 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ 비율로 IQ 불균형을 보상하기에 충분하다는 점에 유의하십시오.그러나 IQ 불균형 후에 노이즈가 추가되면 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ β $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ α ${\$ { $displaystyle \scriptstyle \frac {\beta$ } {\ $eta$ _ ${\alpha$ }^*}}}만 $\scriptstyle {\frac {\eta _{\beta }}{\eta _{\alpha }^{*}}}$ 사용하여 보상하면 후속 복조 성능이 저하될 수 있습니다.

메모들

^ 이들은 제로 중간 주파수 또는 호모다인 수신기로도 알려져 있습니다.
^ 이는 RF와 베이스밴드 사이의 중간 주파수 스테이지와 이미지 제거 필터가 필요한 기존의 슈퍼헤테로다인 수신기와 대조됩니다.다이렉트 컨버전 리시버는 컴포넌트 수가 적어 소형화가 용이합니다.

레퍼런스

^ 2015년 4월 21-24일 우크라이나 하르키브에서 열린 안테나 이론 및 기술에 관한 국제 회의에서 V. I. Sliusar, "I/Q-Demodulation Of The Hidd Order". - 페이지 156-158.
^ Sliusar, V., Serdiuk, P. 동등한 1단계 복조방식으로 다단 치환에 기초한 홀수차 I/Q 복조 절차 합성방법.//Communic.Sys. 63, 273–280 (2020) - DOI: 10.3103/S0735272720050064
^ ^a ^b Sliusar, V. I., Soloshchev, O. N., Titov, I. V. 디지털 안테나 어레이// 무선 전자 및 통신 시스템에서 수신 채널의 직교 불균형을 보정하는 방법.– 2004, VOL 47; Part 2, 30 - 35 페이지.

추가 정보

M. 발카마, M. 렌포스, V.코이부넨, 2001년"통신 수신기의 I/Q 불균형 보정을 위한 고급 방법", IEEE Transactions on Signal Processing, 49, 2335-2344
J. 터벅스, B.자, L. V. der Perre, S. Donnay, M. Engels, H. D. Man, M.Moonen, 2005."OFDM 시스템의 IQ 불균형 및 위상 노이즈 보상", IEEE Transactions on Wireless Communications, 4, 872-877.
T.D Chiueh, PY Tsai, IW L, "무선 MIMO_OSIM 통신용 베이스밴드 수신기 설계 2차"
Sliusar, V. I., Soloshchev, O. N., Titov, I. V. 디지털 안테나 어레이// 무선 전자 및 통신 시스템에서 수신 채널의 직교 불균형을 보정하는 방법.– 2004, VOL 47; Part 2, 30 - 35 페이지.

[1] 이들은 제로 중간 주파수 또는 호모다인 수신기로도 알려져 있습니다.

[2] 이는 RF와 베이스밴드 사이의 중간 주파수 스테이지와 이미지 제거 필터가 필요한 기존의 슈퍼헤테로다인 수신기와 대조됩니다.다이렉트 컨버전 리시버는 컴포넌트 수가 적어 소형화가 용이합니다.

[3] 2015년 4월 21-24일 우크라이나 하르키브에서 열린 안테나 이론 및 기술에 관한 국제 회의에서 V. I. Sliusar, "I/Q-Demodulation Of The Hidd Order". - 페이지 156-158.

[4] Sliusar, V., Serdiuk, P. 동등한 1단계 복조방식으로 다단 치환에 기초한 홀수차 I/Q 복조 절차 합성방법.//Communic.Sys. 63, 273–280 (2020) - DOI: 10.3103/S0735272720050064

[slyusar-5] Sliusar, V. I., Soloshchev, O. N., Titov, I. V. 디지털 안테나 어레이// 무선 전자 및 통신 시스템에서 수신 채널의 직교 불균형을 보정하는 방법.– 2004, VOL 47; Part 2, 30 - 35 페이지.

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